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辽宁快乐12遗漏前三直: [電路資料] 準甲類功放設計

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發表于 2019-4-18 23:54 | 只看該作者 |只看大圖 回帖獎勵 |倒序瀏覽 |閱讀模式
1.概述
     如圖1是準A類功放電路,圖中標注了實測的電壓數據和根據歐姆定律計算的電流數據。從結構上看,該電路仍然可分為三級,即差動輸入級、激勵級和輸出級。為了增大輸出電流驅動負載,功率管采用雙臂并聯。
      在功放電路中,前置級與功放級通常使用同組電源,這樣就會帶來兩個弊端:其一、大動態時,功放級的大電流使電源內阻的壓降過大,電源電壓降低,導致激勵級的供電電壓不足,動態范圍明顯變小,功放級獲得的驅動電壓不足,達不到應有的輸出功率,因而大動態時推動大功率音箱就會顯得力不從心;第二、大動態時,電源波動產生的干擾信號使激勵級的輸出信號幅度被調制,從而降低聲音的清晰度。

圖1
        為了克服大動態時工作的兩個弊端,本電路在前置級與功放級的供電通路中串入二極管VD3、VD4進行隔離,這樣處理就可以明顯地改善大動態時的性能。隔離式供電的工作原理如下:當輸出級的瞬間大動態信號電流使電源電壓低落時,整流二極管VD3、VD4的反向截止。由于濾波電容、容量較大(相對于前置級的工作電流來說),短時間內能保證差動放大級的電壓不至于跌落,待電容上的電壓即將跌落時,輸出級的瞬間電流峰值已過,電源電壓即可恢復原值,可以立即向、和差分放大級供電。這樣,在大動態時差分放大級的電源電壓基本不受影響。
        圖1與上一篇《50W(AB)類Hi-Fi功放》中的改造后的電路具有某種程度上的對偶性。電路的上方從左至右分別為差分對的鏡像恒流源、激勵級及輸出級的上臂;下方從左至右分別為差分對的恒流源、激勵級的恒流源及輸出級的下臂。在這個電路中,倍增電路也與《50W(AB)類Hi-Fi功放》中的呈對偶性,倍增管用PNP型。
        圖1采用場效應管作為差分對,利用2SK246的門-源極電壓控制漏極電流,在漏-源極電壓一定時,電壓負值的絕對值愈大,漏極電流愈小。由于2SK246柵極不需要電流,故輸入端對GND的偏置電阻R3的壓降幾乎為0。此時,偏置電阻與反饋電阻即便不相等也不會造成失調電壓偏大,因為失調電壓只與2SK246的門-源極電壓的差異有關。
      初始設計時把漏極電流設置得較大(3mA),希望借助源極電阻的負反饋作用降低跨導,改善輸入級的性寬度,但是發現失調電壓很不理想。由于筆者夠買的2SK246的門-源極電壓的差異太大,比如圖1中Ugs1 =-182mV, Ugs2=-29mV。原設計源極電阻R14=R15=68Ω,不得不R14 變更為 取47Ω、 R15短路,才使得失調電壓為理想的7mV??悸塹絊K246的 Ugs差異性,最好的設計是把R14 R15與合并、用一只精密微調電阻代替,電阻兩個固定端分別接差分管的源極,動端接恒流源,這樣就能很方便地調整失調電壓了。
         2SK246是東芝公司出品的N溝道結型(N Channel Junction Type)場效應管,特別適合于高阻抗輸入的放大電路采用,能敏感地捕捉信號。激勵級及恒流源均采用2SC2240、2SA970,這兩種型號的晶體管是低噪聲小信號對管。
2. 準甲類功放的激勵級的靜態電流
      電阻R23與VT11的be結并聯,忽略VT11的基極電流,VT10的集電極電流約等于0.55mA,則的壓降約為1.2V。實際感測小功率管VT11最燙,這是因為靜態時VT11的電流為6mA ,c-e極間電壓約為33V,故VT11的靜態功耗大約200mW(≈6mA×33V)。這對于TO-92封裝、最大耗散功率為300mW的小功率晶體管來說,已經是比較大的功率額度設計了。
3. 功率輸出級的電流分配
     輸出級采用最常見的類型一。為了增大電流驅動能力,末級采用雙臂并聯,并在功率管的基極串接47Ω電阻,防止晶體管因be結壓降差異過大導致電流向某一臂過度集中。由圖中標注數據可知,輸出管上臂的基極電流基本相等(因基極電阻壓降基本相等),下臂的基極電流比上臂的基極電流略小,并且下臂兩管的基極電流也不相同。說明上臂管2SC2158的β值比下臂管2SA1941的β值??;即便下臂兩只2SA1941管,集電極電流相差只有十幾毫安,但VT19的基極電流明顯比VT18的基極電流(見基極電阻、的壓降)小,故VT19的β值比VT18的β值偏大。順便說一下,一臺高品質的音頻功放,功率管的β值差異最好不要超過5%。
      R31的壓降為656mV,故驅動管VT14的發射極電流為14mA。 R32的壓降為650mV,考慮到元件參數誤差,則VT15的發射極電流也應該為14mA。
       因為功率管VT17的基極電阻R33的壓降為53mV,故流過它的電流為1.12mA,該電流就是功率管的基極電流。又,VT17的發射極電阻R38 的壓降為46mV(=210mA×0.22Ω),所以VT17的be結壓降約為557mV(=656mV-56mV-46mV)。顯然,對于功率管來說,這個be壓降并不算大,然而其發射極電流并不低,這是因為功放管的損耗大、溫升大,晶體管be結壓降隨溫度升高而減小,在大功率工作達至熱平衡時(50℃左右),發射結壓降降到五百多毫伏。
      從圖中可見,4只功率管的靜態電流并不完全相等,但差別并不大。為簡便起見,按每只功率管200mA靜態電流計算,在c-e極間電壓為34V時的功耗為
P=U×I= 34V×0.2A=6.8W                                                (1)
       那么,4只功率管的總功耗為27.2W。為了防止功率管熱擊穿,把倍增管與VT18、VT19安裝在同一片散熱器上(與VT16、VT17裝在同一片散熱器上亦可),VT12感測兩只2SA1941的溫升,實現溫度補償。功率管及散熱器的溫度愈高,VT12的c-e極間電壓愈低,其變化量足以抵消上下臂功率管因溫度升高而導致的be結壓降減少量,最終在某個溫度點附近達致平衡。
       順便提一下,以上數據是在熱態(散熱器大約50)時測試完成的。
4. 功率輸出級的電流波形
       1).靜態波形為穩定的平直線
       當輸入端短路,以輸出端為參考地測試VT17、VT19的發射極,電壓波形如圖10-5所示,是兩條平直線,幅值約為±46mV。該值等于通過、的電流產生的電壓降,只不過前者相對于輸出端(參考地)為正值,后者相對于輸出端為負值。因、為0.22Ω,故功率管VT17、VT19的發射極電流約為200mA,另一臂也大約為200mA,故總的靜態電流約400mA??悸塹絞涑黽渡舷濾鄄⒘?,以輸出端為參考地,定義流進的電流為正值,流出的電流為負值,則 R37、R38 與 R39、R40電流的代數和為0,負載上沒有電流流過。

     2).利用輸入輸出波形估算電壓增益
       輸入1kHz&1.22Vp-p正弦波,經R2與R3分壓得到1.0Vp-p信號注入VT1的門極。此時,負載電阻為6.25Ω(=6Ω/50W+0.25Ω/5W串聯),則VT1的門極與輸出端波形如下圖所示。圖(a)顯示VT1的門極電壓為1.0Vp-p,圖(b)顯示的輸出端電壓為20.4Vp-p,故電壓增益為20.4倍。
      若增大電阻R3為幾十千歐姆以上, R2與R3分壓衰減量可忽略不計,則功率放大器的電壓增益近似等于20.6倍(=1+ R17/R19=1+10k/0.51k)。

      注:還有許多其它波形圖未在此公開,有興趣的讀者可于今冬購買筆者出版的《音頻功率放大器設計》一書,經由電子工業出版社出版。
     5.電源電路及指示
    下圖為AC-DC整流濾波電路。插座Power外接變壓器,規格是80W,2×AC26V;整流橋用KBJ1010,濾波用電解電容10000μF/50V與滌綸電容1μF/100V并聯組合,分別對電源的高低頻分段濾波;輸出直流穩定電壓為 =±34V;發光二極管LDEx與LEDy用于電源指示。

     下圖為電路板、散熱器(含功率管)及變壓器固定在一塊有機玻璃板上的整體布局。為了方便外接信號源和揚聲器,這兩個端子分別設置蓮花插座和接線端子,固定在小塊有機玻璃板上,然后再粘合于底板。為了安全起見,功率管與散熱器之間加裝云母墊片。
    順便說一下,因為靜態功耗大,為了防止熱擊穿,Ube倍增管VT12安裝在VT18、VT19所在的散熱器上,通過3條絕緣導線引導PCB設計位,VT12時刻感測下臂功率管的功率損耗,及時進行溫度補償。

(有機玻璃尺寸33cm長×25cm寬×1.0cm厚,電路板尺寸16.6cm 12.5cm;散熱器尺寸17cm長×9cm寬×4.6cm厚(脊棱);功率管與散熱器之間加裝云母墊片;重量4.2公斤。制作成本約150元)



本文轉自葛中海博客。

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